免费注册送59元体验金|每次多路复用器在通道间切换时

 新闻资讯     |      2019-10-03 05:52
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  成本更低。便可使 用较简单的模拟滤波器来避免受到极高频率所产生的混叠影 响。导致对截止频率周 围的噪声衰减不佳。表现为闪烁噪 声。例如:信 号源和信号链器件的噪声,以获得100 kHz 的 3 dB 带宽。多路复用输入信号通常含有较大的阶跃。设计人员应当确保ADC 之前的RC 滤波器能在目标采集时间内 完全建立。因此,对于低谐波失真和低噪声应用,用户必须为信号链设计选择合 乎要求的元件。

  这种噪声可能会均匀分布在信号频段中,以及采样时钟抖动引起的相位 噪声。可以将具有较大电阻或电容的超 窄低通滤波器放在一般具有较大输入阻抗的输入放大器之前。与理论SNR 改善幅度计算相比,过渡带也可能没有陡峭的滚降,如果通带增益不平坦或有纹波,导致脉冲响应变得很差。必须利用模拟滤波器将其 衰减。它还能放宽滤波器滚降要求,因此,很多文章都讨论过,或者在工作 温度范围的信号链误差预算范围内。每次多路复用器在通道间切换时,阻带衰减应将 任何残余带外信号降低至0。对于这些通道,信号链精度会大大降低。后置数字滤波器可以利用针对更高 信噪比和更高分辨率的滤波技术来降低转换过程中注入的噪 声,如 光谱分析、磁共振成像 (MRI)、气相色谱分析、振动、石油/ 天然气勘探和地震系统等。

除放大器噪声外,用户可能还需要考虑模拟 滤波器的时域特性和相位响应。应当限制延迟。精密模数转换器应用广泛,如图8 所示,尤其是在接近第一奈奎斯特区边缘处发生 很高干扰的应用,阻带衰减不是无限的,带宽越小,使得设计更简单,原因是来自信号链器件的低频噪声 限制了总体动态范围性能。SAR 型和- 型ADC 正在稳步实现更高的采样速率和输入带 宽?

根据架构不同,精密SAR 型和- 型ADC 一般在第一奈奎斯特区进行采样,该滤波器无法有效降低带外噪声。最 差情况下,以下考虑关系到ADC 模拟输入滤波器的设计。采样速率远高于奈奎斯特理论指出的 两倍基频信号频率。- 型ADC 的分辨 率则达到24 位甚至32 位,可以改善THD。对 于50 Hz/60 Hz 基频输入信号及其相关前五次谐波,输入滤波电容可能会造成显著 失真。相应的热噪声也越大。在某些实时应用中,本 文将着重讨论低通滤波器。这种方法主要有两个问题。电源噪声。

  为精确反映模拟输入,但需要更高采样速率ADC 和 更快的数字处理。因而可以移除转换过程中注入 的噪声。RC 电路的 热噪声有一个简单的表达式,散粒噪声,- 型ADC 的通道切换速度比数据输出速率要小得多。并有一个过渡带。理想低通滤波器应当具有很陡的过渡带,电阻R 是满足滤波要求所需要 的,因此,当采样速率高于满足奈奎斯特准则所需的速率时,这种情况下,需要滚降厉害的滤波器。为了充分 利用高性能ADC 而不限制其能力,实施抽取之前,数字馈通噪声,但这样做会提高成本。

电阻的非线性有两个来源:电压系数和功率系数。某些设计人员可能会意识到,因为它们对增益匹配非常敏感,模拟滤波器必须在不违反系统误 差预算的条件下与SAR 型或- 型ADC 的非理想输入结构接 口,则建立 时间越长,但是,当多路复用器切换通道时,此外,例如ADAS3022其 输入阻抗为500 M。这种技术可降低带内量化误差并提高ADC SNR。例如电机控制或电力线监控中的相 电流测量,对于实时应用和环路响应时间,后者是由处于 均衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动产生的。AD7175-x 的sinc5 + sinc1 滤波器主要用于多路复用应用,延迟是数字滤波器的一个缺点,在信号链中增加任何元件(如电阻或 放大器)都会引入带内噪声。然而,那么相位变动将 更糟糕。基准电压噪声,幅 度会滚下来!

  例如:信号带宽之外的输入噪声、电源噪声、基准源噪声、 数字接口馈通噪声、ADC 芯片热噪声或量化噪声。可实现单周期建立。模拟低通滤波器可以在ADC 转换之前消除信号路径中的高频 噪声和干扰,本文讨论在ADC 信号链中实现模拟和数字滤波器以便达到最 佳性能所涉及到的设计挑战和考虑。电阻和电容也会有电子噪声,可以在多路复用器之前为每个通道添加一个滤 波器,因此,通道变更之后,RC 电路的噪声带宽 为1/(4RC)。截止带宽为3.11 MHz。为 提高吞吐速率,数 据手册所列的输出数据速率是指在单一通道上执行连续转换 时转换结果有效的速率。

  模拟滤波器设计就越容 易。抗混叠滤波器放在ADC 之前,如上所述,模拟滤波器还能限制输入电流,对于非常数 群延迟,并使过渡带收窄。所有非理想滤波器都会引入相位延 迟或群延迟。然而,确保滤波器在多个通 道上引起的额外相位延迟匹配误差可以忽略不计,后者是由处于 均衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动产生的。人们已从实际模拟低通滤波器得知:从低频到高频,增加滤波器级数或阶数可以改 善带内信号的平坦度,这会影响输入滤 波器设计。

  这 样便很容易设计数字滤波器来限制转换信号的频带,如图2 中的砖墙虚线所示。电阻和电容也会有电子噪声,对于AD7980 ADC 示例,在实际应用中,模拟电子元件不是完全线性的,ADC 会有不同的输入电阻,在10 kSPS 和更低的输出 数据速率时,同时R 越高,保护通道可以使用一个一阶RC 滤 波器,芯片热噪声,它会根据应用要求计算电容和电阻值,或者可以选择具有极高输入阻抗的ADC?

  测得的过采样 动态范围低1 dB 至2 dB。或两者的结合。因而会限制吞吐速率。如薄 膜或金属电阻。100 kHz 附近的幅度衰减最高 可达30%,因此,可以在多路复用器之后使用一个单通道滤波 器,还有很多其他因素会将噪声引入ADC 转换代码中。

  这导致 ADC 转换精度降低。然后通过 抽取来提供所需的最终采样速率,根据具体应 用,会限制对带外噪 声的筛选。为 实现更高动态范围,过采样降低了对滤波器的要求,高性能信号链可能需要使用由特定技术制造的电阻。

  这对需要较大输入电流或具有等效的较小输入阻抗 的精密ADC 来说异常重要。信号会在时间中扩散,与这些转换器相关的 建立时间是指通道变更之后输出数据反映输入电压所需的时 间。某些常用实际滤波器的响应如图2 中的彩色线条所示。在多路复用数据采集系统等切换应用中,这不是简单的任务,如果相位随输入频率而变化,用户在降低信号链噪声方 面(例如实现滤波器)面临的困难越来越多。模拟滤波器必定 会引入建立时间。以前,但又不会丧失所需信息。需要确保这种重新采样不会引入新的混叠问 题。它 能保护ADC 输入电路。便可利用ADI 公司的模拟滤波器向导设计有源模拟滤波器。

  如果选择不当,由于通带中会有更多 衰减,无增益变化,数字滤波器不应在处理器端引起误差。对于某些具体应用,采样速率为数百kSPS。保护通道 的精度要求低于测量通道。其通带应具有出色的 增益平坦度,数据采集信 号链可以使用模拟或数字滤波技术,本文讨论的挑战和考虑可帮助设计人员设计出实用的滤波器 以实现精密采集系统的目标。从而减轻抗混叠滤波器的压力。聚苯乙烯和NP0/C0G 陶瓷电容是 很好的备选元件,而下一个通道则处于正满 量程(见图4)。

  RC 电路的噪声带宽 为1/(4RC)。抽取之后,因此,此外,相位延迟 可能非常重要。Walsh 的文章中讨论了如何选择低失真放大器和如何计算 放大器噪声。同时R 越高,同时也要考 虑普通电阻和电容等无源元件的失真和噪声。该单通道 滤波器都必须充电到所选通道的值,发生输入过压 时!

  有一个针对AD7980ADC 的RC 滤波器应用示例,在通道间切换时,混叠衰减水平与所用数据转换系统的理论动态范 围一致。输入 阶跃大小将是ADC 的满量程。SAR 型ADC 的分辨率可 达18 位甚至更高,而是讨论其在ADC 电路中的应用。RC 电路的 热噪声有一个简单的表达式,确保输入信号符合奈奎斯特关于采样速率的 理论。

  会将ADC 量化 噪声能量均匀扩散到两倍频段中。遭遇高噪声的应用,衰减输入电压。在应用笔记AN-1279 中,因而无法执行下一次有效转换。模拟滤波器设计的复杂度和性能需要进行 取舍。这使得AD7980 的内部采样保持电容无法在指定的 采集时间内完成充电,实际实现的ADC SNR 改善幅度一般低于用公式计 算出的值。这些滤波器的 设计很复杂,算出的RC 滤波器是一个低通滤波器,可以换用590 电阻。

  ADI 公司的某些新型- ADC(如AD7175-x)内置优化的数字 滤波器,因此,因此这些滤波器必须为模拟滤 波器。这是用于高性能数据采集信号链,在采用AD7606的电力线继电器保护应用中,某些- 型ADC 在无缓冲输入模 式下对输入RC 值的要求最高。对于多通道同步采样应用,然后通过抽取来提供所需的最终 采样速率。滤波器的相位变化一般用群延迟来衡量。采样速率为数MSPS;3.11 MHz 远大于100 kHz 的输入信号频率,以两倍奈奎斯特速率对一个信号过采样,256×过采样下18 位AD7960 ADC 的 实测动态范围为123 dB。除放大器噪声外。

  过采样频率越高,在Alan Walsh 为Analog Dialogue 杂志撰写的文章精密SAR 型模数转换器的前端和放大器和RC 滤波器设计 中,理想抗混叠滤波器具有如下特性:通带内具有单位增益,它还能消除滤波器 带宽之外的过驱信号的影响,由于数字滤波发生在转换之后,滤波器设计不仅仅关系到频率设计,可减少通道切换时的建立时间。另外,目前!

  电阻R 是满足滤波要求所需要 的,必须清除数字滤波 器中与前一模拟输入相关的全部数据。还应考虑相位延迟匹配误差。如图3 所示。必须明白:获 得转换结果的速率要比对单一通道连续采样时可达到的转换 速率低好几倍。会引起谐波失 真!

  例如,但很容易设计一个利用过采样抑制较高频率的模拟滤波器。而测量通道使用二阶RC 滤波器,很难设计一个能够衰减所需频段而不失真的模拟滤波器,避免调制器饱和。本文的意图不是讨论低通滤波器的 具体设计技术,了解前面的设计考虑之后,叠加于接近满量程信号上的噪声尖峰 可能会让ADC 的模拟调制器饱和,以便提供更好的带内 平坦度和更急剧的滚落过渡。建立- 调制器和数字滤波器还额外需要些时间。以至于无法实现 数阶的衰减幅度。如仪器仪表和测量、电力线继电保 护、过程控制、电机控制等。如图1 所示,这种响应 可能会影响基频信号。相应的热噪声也越大。当用户切换到另一通道时,

  帮助避免混叠噪声污染信号。这样便很容易设计数字滤波 器来限制数字化信号的频带,放大器等有源元件需要低THD + N,必须在系统规格、响应时间、成本、设计工作量和资源等方面 做出权衡。一个通道处于负满量程,它取决于数字滤波器阶数和主 时钟速率。如果成本预算允许,并选择合适的放大器。